The Wideband Semi-Circular SIW Planar Antenna with Complementary Radiators for Q-Band Applications
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摘要: 提出了一种基于E形互补辐射器的宽带半圆形基片集成波导(SIW)天线. 为了提高天线的工作带宽，将天线主体部分设计为与微带馈线呈一定角度的半圆形SIW谐振腔. 互补的E形槽和微带线进一步拓展了天线的阻抗带宽，提高了整个工作频带内的增益. 金属化通孔用于改善阻抗匹配. 结果表明：天线-10 dB阻抗的带宽覆盖37.7~47.8 GHz，在整个工作频带内的增益大于6.4 dBi，在38.2 GHz条件下的最大增益达9.8 dBi，同时具备宽频带和高增益的优势.Abstract: A wideband semi-circular Substrate Integrated Waveguide (SIW) antenna with complementary E-shaped radiators is presented. In order to obtain a wide operation bandwidth, the main body of the SIW antenna is designed as a semi-circle angled with the input microstrip. For further expansion of the impedance bandwidth, the complementary slots and microstrip lines are designed as E-shape, yielding high radiation gain over the operation band. To improve the impedance matching of the proposed antenna, a metallic via is added and optimized. Experimental results demonstrate that the proposed antenna yields a -10 dB impedance bandwidth over the band of 37.7~47.8 GHz. Moreover, the realized gains at all frequencies above 6.4 dBi can be achieved over the bandwidth of operation, with a maximum of 9.8 dBi at 38.2 GHz. Wideband and high gain are achieved simultaneously.
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Keywords:
- millimeter-wave /
- substrate integrated waveguide /
- wideband antenna /
- Q-Band
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随着无线通信技术的快速发展，毫米波(mmW)技术因具有波长短、传输容量大等特点吸引了人们的广泛关注[1-2]. 2010年，新的Q波段毫米波通信标准Q-LINKPAN在中国启动，其中包括短距高速互联(PAN)和远距高速传输(LINK). 2013年，中华人民共和国工业与信息化部正式批准了用于Q-LINKPAN的频谱申请，其中5.9 GHz(42.3~47.0 GHz、47.2~48.4 GHz)用于PAN，3.6 GHz(40.5~42.3 GHz、48.4~50.2 GHz)用于LINK[3]. 随着通信需求的日益增长，作为无线通信系统的关键部件，毫米波宽带天线具有很大的研究价值.
目前，国内外学者已对毫米波宽带天线开展了大量研究，但设计低剖面、低成本的毫米波宽带天线仍具有一定的挑战性[4-6]. 多层方形贴片堆叠的宽带天线[7]可实现17.0~20.5 GHz的工作带宽和稳定的增益(4.9 dBi)，但堆叠的方式增加了天线的厚度，降低了系统的集成度. 相比于贴片天线，基片集成波导(SIW)具有易集成、轻质等优势，因此SIW也常被用于设计天线[8-9]或其它微波器件[10]. 以SIW取代巴伦和反射器，搭配成一定角度的偶极子[11]，可以实现覆盖Q波段(42.3~48.4 GHz)的宽阻抗带宽，但该设计只能获得相对较低的增益3.67~5.20 dBi. 使用梳妆槽的锥形缝隙天线[12]可以在工作频带内实现大于7.0 dBi的增益，峰值增益达8.2 dBi，但是带宽仅能覆盖38.9~44.5 GHz. 通过SIW对矩形贴片进行馈电，两者间的缝隙可等效为磁流，利用辐射的叠加[13]，天线带宽可以拓展至35.4~43.1 GHz，增益可达6.5~7.8 dBi. 与此同时，相控阵技术[11-13]也常被用来设计毫米波宽带天线, 从而实现足够高的增益，然而阵列天线依靠多个天线的协同作用，不仅增加了设计的复杂程度，而且降低了实用性. 已有的毫米波宽带天线设计普遍难以同时实现宽频带和高增益，因此该不足限制了此类天线在毫米波通信系统中的应用.
本文主要针对如何提高毫米波天线的带宽拓展和增益开展研究. 设计基于半模基片集成波导(Half-Mode Substrate Integrated Waveguide，HMSIW)的缝隙天线，通过将SIW倾斜一定角度来改善天线的阻抗带宽. 在此基础上，微带线的引入与缝隙组成了互补结构，将天线的带宽进一步拓展至37.7~47.8 GHz，显著提升了增益. 通过设置金属通孔设计改善阻抗匹配，采用实验测试，对毫米波宽带天线的性能进行了验证. 仿真与实验结果表明，本文提出的Q波段毫米波天线具有较宽的工作带宽和较高的增益.
1. 天线的结构设计
天线利用一对互补的E形缝隙和微带线作为辐射器来拓展阻抗带宽并提高增益，采用常用的微带线结构[14]进行馈电(图 1). 与传统设计[12]相比，微带馈线与具有一定倾斜角度的SIW谐振腔组成了一个紧凑的共面波导(Co-planar Waveguide，CPW)结构，可以明显改善阻抗匹配、拓展阻抗带宽. 位于SIW谐振腔边缘的2个E形辐射器通过SIW与CPW连接. SIW谐振腔内还设有一个金属通孔，用以改善阻抗匹配效果.
天线的设计基于TACONIC/TLY-5-0200介质材料(相对介电常数εr=2.2，损耗角正切tan σ=0.000 9)，优化过程采用高频仿真软件(HFSS). 天线尺寸22 mm×23 mm×0.51 mm，尺寸如表 1所示.
表 1 天线的尺寸Table 1. The dimensions of the antennamm 参数 值 参数 值 参数 值 L1 4.20 W1 0.42 Ls 11.28 L2 3.64 W2 0.77 Lm 10.39 L3 4.00 W3 0.20 Lin 4.10 L4 4.05 W4 1.00 d 0.50 L5 3.04 W5 0.84 x1 -2.00 L6 3.90 W6 0.55 y1 -4.00 L7 1.75 W7 1.04 Win 1.69 L8 1.92 Rcav 9.00 — — 2. 结果与讨论
2.1 不同类型天线的反射系数
2.1.1 基本型半圆SIW缝隙天线
圆形SIW谐振腔是实现多频带或多模式工作的常用结构，其工作模式已有详细研究[15]. 而HMSIW具有与SIW相同的工作模式，但体积仅为SIW的一半，因此也被用于天线设计[16]. 基于此，利用半圆形SIW谐振腔取代圆形SIW谐振腔，并在谐振腔的口径边缘设计E形缝隙，用以引导其辐射，得到一个半圆形SIW缝隙天线(图 2). 该天线在36.0~48.0 GHz频带内具有多种谐振模式，但由于阻抗失配等因素，天线的工作带宽并不连续. 因此，通过采取合理的改进措施改善阻抗匹配，将多个谐振模式合并，即可实现覆盖Q波段的毫米波宽带天线.
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图 2 基本型半圆SIW缝隙天线的反射系数Figure 2. The reflection coefficient of the basic semi-circular SIW slot antenna2.1.2 倾斜型半圆SIW缝隙天线
将带有E形缝隙的半圆形SIW谐振腔倾斜一定的角度α(图 3)，使微带线上的电流与谐振状态下贴片表面电流保持在同一条直线上. 在倾斜角的作用下，天线的阻抗匹配有一定改善，阻抗带宽拓展至41.0~47.0 GHz. 但是，此半圆形SIW缝隙天线的阻抗带宽显然不足以覆盖需要的工作频带.
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图 3 倾斜型半圆SIW缝隙天线的反射系数Figure 3. The reflection coefficient of the tilted SIW slot antenna2.1.3 E形缝隙互补型半圆SIW缝隙天线
为了进一步拓展天线的阻抗带宽，在原天线的基础上，在SIW谐振腔边缘添加与E形缝隙互补的E形微带线(图 4). 反射参数曲线表明，天线的阻抗带宽明显增加，几乎覆盖37.7~47.8 GHz. 事实上，E形微带线与缝隙的谐振频率相近，因此几种模式共同组成了1个宽频带. 同时，与仅具有E形缝隙的SIW谐振腔天线相比，具有互补E形缝隙和微带线结构的天线在整个频带内具有更高的增益(图 5). 显然，双辐射器具有比单辐射器更好的辐射性能. 尽管微带结构的引入增加了交叉极化，但在辐射最大方向上始终比主极化低15 dB以上，并且微带结构显著提升了增益，因此这一不利影响可以忽略. 但是，以E形互补缝隙和微带线结构作为辐射器也带来了明显的问题，即天线在43.0~45.0 GHz频率范围内回波损耗明显增加. 这是工作带宽展宽与回波损耗抑制之间的平衡.
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图 4 不同辐射器下天线的反射系数Figure 4. The reflection coefficients of the antennas with diffe-rent radiators![]()
图 5 不同辐射器下天线的增益仿真值Figure 5. The simulated gain of the antennas with different radiators2.1.4 金属通孔型半圆SIW缝隙天线
为了改善天线在上述频带内的阻抗匹配，减少回波损耗，在SIW谐振腔内添加一金属化通孔(图 6). 对比研究添加金属通孔前后的反射系数，结果表明：通过将孔设置在合适的位置，天线在43.0~45.0 GHz频段内回波损耗得到明显抑制，可以实现-10 dB阻抗带宽完全覆盖37.7~47.8 GHz.
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图 6 添加匹配通孔前后天线的反射系数Figure 6. The reflection coefficients of the antennas with/without the match via2.2 参数优化结果
2.2.1 半圆形SIW谐振腔的倾斜角
在优化的天线模型下，研究SIW谐振腔与微带馈线的倾斜角度对于阻抗带宽的影响. 由于半圆形SIW谐振腔内部存在许多不同的模式，这些模式对于倾斜角度的改变比较敏感，因此阻抗带宽也会有所不同. 当SIW谐振腔的倾斜角从16°到19°逐渐增大时，天线的阻抗带宽先逐渐增大后开始减小(图 7). 比较而言，当倾斜角度α=18°时，天线的阻抗带宽最优.
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图 7 不同SIW倾斜角下天线的反射系数Figure 7. The reflection coefficients of the antennas with different tilt angles2.2.2 E形缝隙和微带线的尺寸
缝隙和微带线是所设计天线的2个主要的辐射结构，因此缝隙长度Ls对天线谐振频率具有决定性的影响. 在工作频带内，天线具有2个相较明显的谐振频率(图 8A). 随着Ls逐渐增大，低频段谐振频率f1基本不变，中间频段谐振频率f2逐渐升高，而高频段f3处阻抗匹配明显恶化. 综合考虑天线的阻抗带宽和回波损耗表现，将缝隙长度Ls设置为10.0 mm. 微带线的总长度Lm同样影响着天线的回波损耗和阻抗带宽. 由天线在Lm=7.3、7.8、8.3、8.8 mm时的反射系数曲线(图 8B)可知：Lm对低频部分的反射系数影响不大，而当Lm=7.8 mm时，天线在高频段具有更低的回波损耗，天线阻抗带宽可以完美覆盖37.7~47.8 GHz.
2.2.3 金属通孔的位置
为了调节谐振腔内的谐振模式、调整2个谐振器之间的功率分配以改善阻抗匹配，确定通孔设置的大致范围(图 9A中黑色虚线圈)，同时，为了更加准确地描述通孔的位置，将半圆形SIW谐振腔的圆心设置为坐标原点(0, 0)，如图 1所示. 相应的天线回波损耗与通孔的横坐标和纵坐标(分别用x1、y1表示)的关系如图 10所示. 结果表明：金属通孔可以影响半圆形SIW谐振腔内的电场分布. 通孔将电流分流分别馈入缝隙辐射器和微带辐射器，减少了2个辐射器之间的相互影响(图 9B)，因此这种设计显著减少了回波损耗，改善了阻抗匹配. 金属通孔的最优位置坐标应在(-2.0 mm, -4.0 mm).
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图 9 工作频率为44 GHz时腔内的电场分布Figure 9. The electric field distributions in the cavity operating at 44 GHz![]()
图 10 天线回波损耗与不同通孔位置的关系Figure 10. The return loss of antennas with different positions of the via2.3 实验验证结果
基于参数优化过程，优化谐振腔的倾斜角度、E形缝隙和微带线的长度可以明显拓展阻抗带宽、提高辐射增益，因此添加金属通孔可以改善阻抗匹配. 根据最优化结果制作宽带半圆形SIW平面天线的原型(图 11)，利用Agilent 5247A网分仪对天线性能进行测试. 天线的回波损耗和辐射增益如图 12所示. 显然，仿真结果与测试结果吻合较好，两者的微小差距是由加工精度不足和测试误差造成的. 仿真与测试结果均表明：天线在-10 dB的阻抗带宽完全覆盖37.7~47.8 GHz，相对带宽接近23.6%. 天线在全频段增益超过6.4 dBi，在38.2 GHz下信号的最大增益达9.8 dBi.
为了更好地说明天线的性能，绘制天线工作频带内多个频率下的归一化辐射方向图(图 13). 天线在37、38、39 GHz的E面和H面归一化辐射方向如图 13A所示，在此频段内，天线E面的辐射方向图保持稳定，H面内波束指向θ=50°方向. 天线在41、42、43、44 GHz的E面和H面辐射方向如图 13B所示，与图 13A相比，E面的辐射方向几乎不变，而H面的波束倾角接近-55°. 此外，天线在45、46、47、48 GHz具有稳定的E面和H面辐射方向(图 13C)，且最大辐射方向为θ=0°.
对比研究典型的毫米波宽带天线[7, 11]和天线阵[13]的单元(表 2)，本文提出的宽带半圆形SIW互补结构天线具有更宽的阻抗带宽，同时能够实现更高的增益.
表 2 与其他宽带天线的性能对比Table 2. The comparison with other wideband antennas3. 结论
提出了一种基于互补辐射结构的宽带SIW天线, 将SIW谐振腔倾斜一定角度，利用E形缝隙和与之互补的微带线作为辐射器来拓展天线的带宽、提高天线的增益. 另外，在SIW腔内添加一金属通孔很好地改善了回波损耗. 仿真与实验结果证明：天线在-10 dB的阻抗带宽覆盖37.7~47.8 GHz, 在全频带内的信号增益大于6.4 dBi，在38.2 GHz下信号的最大增益达9.8 dBi. 本文提出的天线在Q-LINKPAN或其它毫米波应用场景下具有一定的应用潜力.
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图 2 基本型半圆SIW缝隙天线的反射系数
Figure 2. The reflection coefficient of the basic semi-circular SIW slot antenna
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图 3 倾斜型半圆SIW缝隙天线的反射系数
Figure 3. The reflection coefficient of the tilted SIW slot antenna
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图 4 不同辐射器下天线的反射系数
Figure 4. The reflection coefficients of the antennas with diffe-rent radiators
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图 5 不同辐射器下天线的增益仿真值
Figure 5. The simulated gain of the antennas with different radiators
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图 6 添加匹配通孔前后天线的反射系数
Figure 6. The reflection coefficients of the antennas with/without the match via
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图 7 不同SIW倾斜角下天线的反射系数
Figure 7. The reflection coefficients of the antennas with different tilt angles
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图 9 工作频率为44 GHz时腔内的电场分布
Figure 9. The electric field distributions in the cavity operating at 44 GHz
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图 10 天线回波损耗与不同通孔位置的关系
Figure 10. The return loss of antennas with different positions of the via
表 1 天线的尺寸
Table 1 The dimensions of the antenna
mm 参数 值 参数 值 参数 值 L1 4.20 W1 0.42 Ls 11.28 L2 3.64 W2 0.77 Lm 10.39 L3 4.00 W3 0.20 Lin 4.10 L4 4.05 W4 1.00 d 0.50 L5 3.04 W5 0.84 x1 -2.00 L6 3.90 W6 0.55 y1 -4.00 L7 1.75 W7 1.04 Win 1.69 L8 1.92 Rcav 9.00 — — 
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